Создание современных средств связи невозможно без использования качественных синтезаторов частоты, которые во многом определяют технические параметры радиосистемы. В статье рассмотрены производительные широкополосные синтезаторы частот ,
и производства компании Maxim Integrated
, которые позволяют генерировать опорный сигнал в диапазоне 0,25…10 ГГц. Невысокая стоимость и превосходные показатели уровня фазовых шумов позволяют использовать их в различных применениях – от систем персональной радиосвязи до высококачественных измерительных приборов.
Человечество все более активно использует радиочастотный участок спектра электромагнитных волн, в особенности – диапазон ультракоротких волн с частотой колебаний 0,30…30 ГГц. Этот обширный диапазон сегодня уже достаточно плотно заполнен разнообразными системами радиосвязи c каналами для передачи цифровых данных, опутан сетевой инфраструктурой локального и глобального масштаба. Появление новых систем и стандартов беспроводной связи, систем спутниковой связи и навигации происходит параллельно с совершенствованием технологий производства полупроводниковых компонентов и способствует стремительному прогрессу в области коммуникационных возможностей.
Спутниковая и сотовая связь, инфраструктуры беспроводной передачи данных: требования к компонентам
Одной из основополагающих задач при проектировании любой радиочастотной аппаратуры является обеспечение высокой точности и стабильности несущей частоты, включая амплитуду и фазу. Эта задача сегодня решается, как правило, с использованием специализированных синтезаторов частоты. Распространенным вариантом в этом случае является микросхема синтезатора с фазовой автоподстройкой частоты (ФАПЧ), использующая внешний кварцевый генератор опорной частоты совместно с встроенными делителями для опорной и формируемой выходной частоты, схему сравнения в виде частотно-фазового дискриминатора (детектора). Сигнал рассогласования формируется отдельным выходным каскадом (Charge Pump) и подается через внешний (петлевой) фильтр на генератор, управляемый напряжением (ГУН), который может быть как встроенным, так и внешним.
Программируемые коэффициенты для режимов целочисленного (Integer-N) и дробного деления Fractional-N, а также выбор соответствующей опорной частоты обеспечивают расширенный диапазон выходных частот и позволяют варьировать такие параметры процесса синтеза частот, как скорость и шаг переключения частоты, уровень фазового шума.
Синтезаторы Fractional-N появились в значительной степени как решение задачи по увеличению скорости переключения частоты, снижению фазового шума вблизи несущей частоты и уменьшению уровня побочных составляющих в системах связи GSM и GPRS.
Синтезаторы MAX2870, MAX2871, MAX2880. Особенности, преимущества, рекомендации к применению
В модельном ассортименте полупроводниковых компонентов компании Maxim Integrated сегодня представлены три микросхемы сверхширокополосных синтезаторов частоты с фазовой автоподстройкой (ФАПЧ). Все они используют механизм синтеза на основе автогенераторов с ФАПЧ. Выходная частота задается ГУН и стабилизируется низкочастотным опорным генератором.
Таблица 1. Синтезаторы частот Maxim Itegrated c ФАПЧ
| Наименование | Режим синтеза |
Напряжение питания, В | Диапазон частот, МГц | Вых. мощность, дБм | Дифф. выходы | Уровень шумов, дБн/Гц | Нестабильность cр. квадр. | Корпус/выводы | Рабочая температура, °C | |
| Мин. | Макс. | |||||||||
| MAX2870 | Fractional/Integer | 3,0…3,6 | 23,5 | 6000 | -4…5 | 2 | -226,4 | 0,25 | TQFN/32 | -40…85 |
| MAX2871 | Fractional/Integer | 3,0…3,6 | 23,5 | 6000 | -4…5 | 2 | -229 | 0,2 | TQFN/32 | -40…85 |
| MAX2880 | Fractional/Integer | 2,8…3,6 | 250 | 12400 | Нет | Нет | -229 | 0,14 | TQFN/20 TSSOP/16 | -40…85 |
Областями применения для синтезаторов частот Maxim Integrated могут быть: телекоммуникационное оборудование, аппаратура беспроводной связи, измерительные системы, генераторы тактовых сигналов в радиочастотных устройствах и аналого-цифровых преобразователях.
Синтезатор MAX2870
Сверхширокополосный MAX2870 с фазовой автоподстройкой частоты и с интегрированным ГУН способен работать как в целочисленном, так и в дробном режиме синтеза частот. В сочетании с внешним генератором опорных сигналов и внешним фильтром MAX2870 позволяет создавать высокоэффективные, малошумящие схемы в диапазоне 23,5 МГц…6 ГГц.
Генерация частот в расширенном диапазоне обеспечивается с помощью нескольких интегрированных ГУН и выходных делителей с коэффициентами 1…28. Имеются два программно-устанавливаемых независимых друг от друга дифференциальных выхода, которые могут обеспечить выходную мощность -4…5 дБм. Оба выхода могут быть отключены программным или аппаратным способом.
MAX2870 управляется через 3-проводный последовательный интерфейс. Микросхема выпускается в миниатюрном, 32-контактном корпусе QFN. Она способна работать в диапазоне температур -40…85°C.
Функциональная схема MAX2870 изображена на рисунке 1. Основными элементами устройства являются блок интерфейса управления и регистров (SPI AND REGISTERS), несколько счетчиков и делителей, несколько ГУН (VCO) и мультиплексоров. Четыре выходных сигнала (RFOUTx_x) снимаются через коммутаторы с двух дифференциальных усилителей. Для настройки синтезируемой частоты есть блок CHARGE PUMP и вход TUNE.
Для управления MAX 2870 имеется пять 32-разрядных регистров для записи данных, есть один регистр для чтения. Старшие 29 значащих бит (MSB) предназначены для данных, а 3 мдадших бита (LSB) определяют адрес регистра. Данные в регистры загружаются через последовательный интерфейс SPI, первыми передаются 29 бит MSB. Программируемые регистры имеют адреса 0x05, 0x04, 0x03, 0x02, 0x01 и 0x00.
На рисунке 2 представлена временная диаграмма процесса записи через SPI. После подачи питания все регистры должны быть запрограммированы дважды с минимальной паузой 20 мс между записями. Первая запись позволяет убедиться в том, что устройство включено, а вторая – запускает в работу ГУН.
MAX2870 может быть переведен в режим пониженного энергопотребления после установки SHDN = 1 (регистр 2, бит 5) или при установке низкого уровня на выводе CE. После выхода из режима пониженного энергопотребления требуется, по меньшей мере, 20 мс, чтобы внешние конденсаторы зарядились перед программированием частоты ГУН.
Входная опорная частота поступает через вход RF_IN на инвертирующий буфер и далее через опциональный множитель x2 и мульплексор на делитель R COUNTER, затем через опциональный делитель и мультиплексор доходит до фазового детектора и выходного мультиплексора.
Когда множитель х2 активирован (DBR = 1), максимальная частота опорного сигнала ограничена 100 МГц. Когда множитель отключен, опорная входная частота ограничена 200 МГц. Минимальная опорная частота равняется 10 МГц. Минимальный коэффициент деления R равен 1, а максимальный составляет 1023.
Частота фазового детектора определяется следующим образом:
где fREF – частота входного опорного сигнала. DBR (регистр 2, бит 25) устанавливает режим удвоения входной частоты fREF. RDIV2 (регистр 2, бит 24) устанавливает режим деления fREF на 2. R (регистр 2, биты 23:14) представляет собой значение 10-разрядного программируемого счетчика (от 1 до 1023). Максимальное значение fPFD равно 50 МГц для режима Frac-N и 105 МГц для режима Int-N. Делитель R может быть обнулен, когда RST (регистр 2, бит 3) равен 1.
Частота ГУН (fVCO), значения N, F и М могут быть определены исходя из требуемой выходной частоты канала А (fRFOUTA) следующим образом. Установить значение делителя DIVA можно на основе значений fRFOUTA из таблицы значений DIVA (регистр 4, биты 22…20).
Если бит FB = 1, (DIVA исключена из обратной связи ФАПЧ):
Если бит FB = 0, (DIVA в цепи обратной связи ФАПЧ) и DIVA ≤ 16:
Если бит FB = 0, (DIVA в цепи обратной связи ФАПЧ) и DIVA > 16:
Здесь N – значение 16-битного счетчика N (16…65535), программируемого через регистр 0, биты 30…15. M – значение дробного модуля (2…4095), программируемое через биты 14…3 регистра 1. F – значение дробного деления, программируемое через биты 14…3 регистра 0.
В дробном (Frac-N) режиме минимальное значение N равно 19, а максимальное – 4091. Счетчик N сбрасывается, когда RST равно 1 (регистр 2, бит 3). DIVA – установка деления выхода RF (0…7), программируемая через биты 22…20 регистра 4. Коэффициент деления устанавливается как 2DIVA.
Выходная частота канала В (fRFOUTВ) определяется следующим образом:
Если BDIV = 0 (регистр 4, бит 9),
Если BDIV = 1,
Режимы Int-N/Frac-N
Режим целочисленного деления (Int-N) выбирается установкой бита INT = 1 (регистр 0, бит 31). При работе в этом режиме также необходимо установить бит LDF (регистр 2, бит 8), чтобы включить функцию определения момента синхронизации (захвата частоты) в режиме Integer-N.
Режим дробного деления (Frac-N) выбирается установкой бита INT = 0 (регистр 0, бит 31). Дополнительно установите бит LDF = 0 (регистр 2, бит 8) для режима синхронизации Frac-N.
Если устройство будет оставаться в режиме Frac-N при значении дробного деления F = 0, могут возникнуть нежелательные импульсные помехи. Чтобы избежать этого, можно разрешить автопереключение в режим Integer-N, когда F = 0, если установить бит F01 = 1 (регистр 5, бит 24).
Детектор фазы и формирование управляющего напряжения (Charge Pump)
Формируемый Сharge Рump ток заряда для внешнего конденсатора определяется значением резистора, подключаемого между выводом RSET и общим проводом, и значением бит CP (регистр 2, биты 12…9) следующим образом:
Чтобы повысить стабильность в режиме Frac-N, установите бит линейности CPL = 1 (регистр 1, биты 30, 29). Для режима Int-N установите CPL = 0. Для снижения шума в режиме Int-N установите бит CPOC = 1 (регистр 1, бит 31), чтобы предотвратить утечку тока в петлевой фильтр. Для режима Frac-N установите CPOC = 0.
Выход CP_OUT может быть переведен в высокоимпедансное состояние, когда TRI = 1 (регистр 2, бит 4). При TRI = 0 этот выход в обычном состоянии. Полярность сигнала фазового детектора может быть изменена для активного инвертирующего петлевого фильтра. Для неинвертирующего фильтра установите PDP = 1 (регистр 2, бит 6). Для инвертирующего фильтра установите PDP = 0.
Выходы MUX_OUT и LD (Lock Detect)
MUX_OUT – это многоцелевой тестовый выход для наблюдения за различными внутренними операциями MAX2870. MUX_OUT может быть также сконфигурирован для последовательного вывода данных. Биты MUX (регистр 2, биты 28…26) позволяют выбрать тип сигнала на MUX_OUT.
Сигнал Lock detect можно контролировать через выход LD, установив биты LD (регистр 5, биты 23…22). Для цифрового определения синхронизации установите LD = 01. Цифровое определение синхронизации зависит от режима синтеза. В режиме Frac-N установите LDF = 0, а в режиме Int-N установите LDF = 1. Можно также устанавливать точность цифрового определения синхронизации в соответствии с таблицами .
Аналоговое определение синхронизации может быть использовано с установкой LD = 10. В этом режиме LD использует выход с открытым коллектором, который требует внешний нагрузочный резистор.
Точность выхода определения синхронизации зависит от многих факторов. Значение на выходе может быть недостоверным в течение процесса автовыбора ГУН. По завершении этого процесса выход по-прежнему недостоверен до тех пор, пока не установится напряжение настройки. Время установки VTUNE зависит от ширины полосы пропускания петлевого фильтра и может быть вычислено с использованием программного инструмента EE-Sim Simulation.
Режим Fast-Lock
Микросхема MAX2870 имеет режим ускоренной синхронизации (Fast-Lock). В этом режиме CP = 0000 (регистр 2, биты 12…9), а к выходу SW подключен делитель из двух резисторов с соотношением номинальных значений 1/3. Резистор большего номинала подключен между выходом и общим выводом питания, а меньший резистор – между выводом SW и конденсатором фильтра. Когда CDM = 01 (регистр 3, биты 16…15), ускоренная синхронизация начинает работать после завершения процесса автовыбора ГУН (VAS).
В процессе ускоренной синхронизации ток зарядки Charge Pump увеличивается до значения определяемого CP = 1111, а соотношение между резисторами, шунтирующими петлевой фильтр, становится равны 1/4 за счет перевода в высокоимпедансное состояние выхода SW. Fast-Lock деактивируется по окончании устанавливаемого пользователем таймаута. Этот таймаут равен:
Здесь M – настраиваемый коэффициент, а CDIV – настройка делителя. Разработчик должен определить настройки CDIV на основе постоянной времени фильтра обратной связи.
Выходы RFOUTA± и RFOUTB±
Микросхема имеет два дифференциальных РЧ-выхода с открытыми коллекторами, которые требуют подключения внешних резисторов по 50 Ом к каждому из выходов.
Каждый выход можно независимо включать и отключать установкой бит RFA_EN (регистр 4, бит 5) и RFB_EN (регистр 4, бит 8). Оба выхода также можно контролировать через вывод RFOUT_EN.
Выходная мощность каждого выхода настраивается отдельно через APWR (регистр 4, биты 4, 3) для RFOUTA и BPWR (регистр 4, биты 7…6) для RFOUTB. Возможна настройка мощности дифференциального выхода в диапазоне -4…5 дБм, с шагом в 3 дБ при работе на нагрузку 50 Ом. Возможна также регулировка в том же диапазоне и для несимметричного выхода с подачей питания через ВЧ-дроссель. Для оптимального выходного уровня во всем частотном диапазоне требуются разные нагрузочные элементы. Если используется несимметричный выход, неиспользуемый выход должен быть соединен с соответствующей нагрузкой (таблица 2).
Таблица 2. Назначение выводов МАХ2870
| Вывод | Наименование | Функция |
| 1 | CLK | Линия синхронизации (вход) |
| 2 | DATA | Последовательные данные (вход) |
| 3 | LE | |
| 4 | CE | Выбор микросхемы — низкий уровень |
| 5 | SW | Быстрое переключение. Подключает фильтр в цепи обратной связи в режиме ФАПЧ |
| 6 | VCC_CP | |
| 7 | CP_OUT | Выход накачки заряда |
| 8 | GND_CP | Общий вывод для генератора накачки заряда |
| 9 | GND_PLL | Общий вывод ФАПЧ |
| 10 | VCC_PLL | Источник питания ФАПЧ |
| 11 | GND_RF | Общий вывод РЧ-цепей. Подключается к земляной шине основной платы |
| 12 | RFOUTA_P | Положительный РЧ-выход А с открытым коллектором. Подключается к источнику питания через ВЧ-дроссель или нагрузку 50 Ом |
| 13 | RFOUTA_N | Отрицательный РЧ-выход А с открытым коллектором. Подключается к источнику питания через ВЧ-дроссель или нагрузку 50 Ом |
| 14 | RFOUTB_P | Положительный РЧ-выход В с открытым коллектором. Подключается к источнику питания через ВЧ-дроссель или нагрузку 50 Ом |
| 15 | RFOUTB_N | Отрицательный РЧ-выход В с открытым коллектором. Подключается к источнику питания через ВЧ-дроссель или нагрузку 50 Ом |
| 16 | VCC_RF | |
| 17 | VCC_VCO | Источник питания ГУН |
| 18 | GND_VCO | Общий вывод ГУН. Подключается к общей шине основной платы |
| 19 | NOISE_FILT | Вывод шумовой развязки ГУН. Подключается через 1 мкФ к земляной шине основной платы |
| 20 | TUNE | Вход управления ГУН. Подключается к внешнему фильтру |
| 21 | GND_ТUNE | Общий вывод входа управления ГУН. Подключается к земляной шине основной платы |
| 22 | RSET | Вход установки диапазона входного тока накачки заряда |
| 23 | BIAS_FILT | Шумовая развязка ГУН. Подключается через 1 мкФ к общему выводу |
| 24 | REG | Коррекция опорного напряжения. Подключается через 1 мкФ к общему выводу |
| 25 | LD | Выход режима синхронизации. Высокий уровень в режиме синхронизации, низкий – при отсутствии синхронизации. |
| 26 | RFOUT_EN | Включение РЧ-выхода. При низком уровне РЧ-выходы отключены |
| 27 | GND_DIG | Общий вывод для цифровых цепей. Подключается к земляной шине основной платы |
| 28 | VCC_DIG | Источник питания для цифровых цепей |
| 29 | REF_IN | Вход опорной частоты |
| 30 | MUX_OUT | Выход мультиплексора и последовательный вывод данных |
| 31 | GND_SD | |
| 32 | VCC_SD | |
| – | EP | Теплоотводящая площадка. Подключается к общей шине питания основной платы |
ГУН (VCO)
В составе микросхемы имеется четыре 16-полосных отдельных блока ГУН, которые обеспечивают сплошной охват частотного диапазона 3…6 ГГц. Для работы ГУН необходимо выход внешнего фильтра обратной связи подключить к входу TUNE, управляющему работой ГУН. Управляющее напряжение поступает через фильтр с выхода CP_OUT (рисунок 3).
В составе МАХ2870 имеется 3-битный АЦП для чтения диапазона настройки напряжения ГУН. Значения АЦП могут быть прочитаны из регистра 6, биты 22…20.
Помните, что сигнал наличия синхронизации (lock detect) может появляться в случае, если напряжение настройки ГУН находится вне пределов соответствующего диапазона.
Автовыбор ГУН
Включение режима автовыбора ГУН (VAS) происходит при установке бита VAS_SHDN = 0 (регистр 3, бит 25). Если VAS_SHDN = 1, тогда ГУН может устанавливаться вручную через биты VCO (регистр 3, биты 31…26). Бит RETUNE (регистр 3, бит 24) использован для включения/отключения функции автовыбора ГУН. Если RETUNE = 1, а АЦП обнаружит, что напряжение настройки ГУН (VTUNE) находится между значениями 000 и 111, функция VAS инициирует авто настройку. Если RETUNE = 0, эта функция отключена.
Частота синхронизации fBS должна быть равна 50 кГц. Она устанавливается битами BS (регистр 4, 19…12). Необходимое значение BS вычисляется по формуле:
Где fPFD – частота фазового детектора. Значение BS должно быть округлено до ближайшего целого значения. Если вычисленное значение BS выше 1023, то BS = 1023. Если fPFD ниже 50 кГц, тогда BS = 1. Время, необходимое для корректного выбора ГУН, составляет 10/fBS.
Регулировка фазы
После установления заданной частоты фаза сигнала на выходе RF может быть дискретно изменена с шагом P/M × 360°. Фаза не может быть определена абсолютно, но она может быть изменена относительно текущего значения.
Чтобы изменить фазу, проделайте следующее:
- установите заданную частоту на выходе;
- установите инкремент фазы относительно текущего значения P = M × {изменение фазы}/360°;
- разрешите изменение фазы, установив CDM = 10;
- сбросьте CDM, установив его равным 0.
Синтезатор MAX2871
Сверхширокополосный MAX2871 с ФАПЧ и интегрированным ГУН способен работать как в целочисленном, так и в дробном режиме синтеза частот. В сочетании с внешним генератором опорных сигналов и петлевым фильтром MAX2871 находит применение в высокоэффективных малошумящих схемах, работающих в диапазоне 0,235…6 ГГц. МАХ2871 также включает в себя четыре интегрированных ГУН и два дифференциальных выхода с программной настройкой уровня по мощности -4…5 дБм. Оба выхода могут быть отключены программным или аппаратным способом.
Микросхема выпускается в миниатюрном 32-контактном корпусе QFN. Она полностью взаимозаменяема с МАХ2870. MAX2871 работает в диапазоне температур -40…85°C. Функциональная схема MAX2871 такая же, как и у MAX2870 (рисунок 1). Однако MAX2871 имеет расширенные функциональные возможности, отличается пониженным уровнем шумов и включает встроенный датчик температуры с 7-битным АЦП, точность показаний которого равна ±3°C.
Настройка напряжения ГУН
В отличие от 3-битного АЦП в MAX2870, в МАХ2871 для чтения напряжения ГУН используется 7-битный АЦП, значения которого могут быть прочитаны через регистр 6, биты 22…16. Для оцифровки напряжения нужно проделать следующее:
- установить биты CDIV (регистр 3, биты 14…3) = fPFD/100 кГц, чтобы выбрать частоту синхронизации для АЦП;
- установить биты ADCM (регистр 5, биты 5…3) = 100, чтобы разрешить АЦП чтение напряжения на выводе TUNE;
- установить ADCS (регистр 5, бит 6) = 1, чтобы начать процесс преобразования АЦП;
- подождать 100 мкс до завершения процесса;
- прочитать значение регистра 6. Значение АЦП размещено в битах 22…16;
- сбросить биты ADCM = 0 и ADCS = 0.
Напряжение на выводе TUNE может быть вычислено следующим образом:
Автовыбор ГУН
Для МАХ2871 в процессе выбора используемого ГУН доступны дополнительные возможности. Бит VAS_TEMP (регистр 3, бит 24) может быть использован для выбора оптимального ГУН в соответствии с температурой окружающей среды, чтобы обеспечить стабильность синхронизации в диапазоне -40…85°C. В процессе выбора ГУН биты RFA_EN (регистр 4, бит 5) и RFB_EN (регистр 4, бит 8) должны быть установлены равными 0, а биты 30, 29 регистра 5 должны быть установлены равными 11. Установка VAS_TEMP = 1 будет увеличивать время, необходимое для установки заданной частоты, примерно на величину от 10/fBS до 100 мс.
Датчик температуры
Для вычисления температуры кристалла МАХ2871 имеет встроенный датчик температуры с 7-битным АЦП, состояние которого считывается через регистр 6. При этом нужно проделать почти ту же последовательность шагов, что и при настройке напряжения ГУН. Исключением является второй пункт:
- установите биты ADCM (регистр 5, биты 5…3) = 001, чтобы разрешить АЦП чтение температуры.
Примерная температура может быть получена следующим образом:
Эта формула наиболее точна при разрешенном ГУН и полной выходной мощности на RFOUTA.
Выходы RFOUTA± и RFOUTB±
Где CDIV (регистр 3, биты 14…3) – значение 12-битного делителя, M (регистр 1, биты 14…3) – переменный коэффициент для дробного преобразователя N, а fPFD – частота фазового детектора.
Срыв слежения ФАПЧ
Для обеспечения устойчивости синхронизации заданной частоты в дополнение к методу Fast-Lock в MAX2871 есть Cycle Slip reduction, разрешаемый установкой бита CSM (регистр 3, бит 18) в значении 1. В этом режиме обеспечивается минимальное значение тока накачки управляющего заряда на выходе блока CP.
В сравнении с МАХ2870, MAX2871 также имеет расширенные возможности для регулировки фазы выходного частотного сигнала.
Синтезатор MAX2880
Завершающей моделью в линейке синтезаторов Maxim Integrated является MAX2880 с системой ФАПЧ, использующий внешний ГУН и способный работать в еще более расширенном диапазоне частот. Совместно с внешними опорным генератором, ГУН и фильтром MAX2880 формирует на выходе RF-частоты с малым уровнем шумов в диапазоне 0,25…12,4 ГГц. MAX2880 использует встроенный датчик температуры. Выпускается в двух вариантах: в 20-выводном корпусе TQFN и 16-выводном типа TSSOP, которые способны работать в расширенном диапазоне рабочих температур -40…85°C.
Функциональная схема MAX2880 представлена на рисунке 4. Принцип ее действия и целый ряд составляющих аналогичны использованным в MAX2870 и MAX2871. MAX2880 включает малошумящий фазовый детектор (PFD) высокой точности и прецизионный регулятор зарядки (Charge Pump) конденсатора петлевого фильтра, 10-битный программируемый опорный делитель, 16-битный делитель Integer N и 12-битный дробный преобразователь с переменным коэффициентом.
Аналогичен ранее рассмотренному и 3-проводный интерфейс управления с пятью регистрами для записи и одним – для чтения, имеющий канал деления опорной частоты с входа REF. Но при этом в МАХ2880 нет блока встроенных ГУН, а используется внешний ГУН, управляемый с выхода CP. Перевести MAX2880 в режим пониженного энергопотребления можно установкой SHDN = 1 (регистр 3, бит 5) или так же, как и в других синтезаторах МАХ, низким уровнем на выводе CE.
Частота фазового детектора MAX2880 определяется по следующей формуле:
Здесь fREF – входная опорная частота. DBR (регистр 2, бит 20) устанавливает режим удвоения входной частоты fREF. RDIV2 (регистр 2, бит 21) устанавливает режим деления fREF на 2. R (регистр 2, биты 19…15) – значение 5-разрядного программируемого опорного делителя (1…31). Максимальная fPFD составляет 105 МГц для Fractional-N и 140 МГц – для Integer-N. Делитель R обнуляется, когда RST (регистр 3, бит 3) = 1.
Частота внешнего ГУН определяется по формуле:
Где N является значением 16-разрядного делителя N (16…65535), программируемого через биты 30…27 (MSB) регистра 1 и биты 26…15 регистра 0 (LSB). M – значение дробного коэффициента (2…4095), программируемое через биты 14…3 регистра 2. F – значение дробного деления, программируемое через биты 14…3 регистра 0. В режиме Fractional-N минимальное значение N равно 19, а максимальное – 4091. Делитель N обнуляется, когда RST = 1 (регистр 3, бит 3). PRE – управление входным предварительным делителем, где 0 означает деление на 1, а 1 – деление на 2 (регистр 1, бит 25). Если входная частота выше 6,2 ГГц, то PRE = 1.
Входы RF
Дифференциальные входы RF (таблица 3) подключены к высокоимпедансным входным буферам, которые управляют демультиплексером для выбора одного из двух диапазонов частот 0,25…6,2 ГГц или 6,2…12,4 ГГц. Для работы в верхнем диапазоне используется предварительный делитель на 2, выбираемый установкой бита PRE = 1. При работе в одноканальном варианте неиспользуемый вход RF подключается к общему выводу через конденсатор 100 пФ.
Возможный вариант схемы включения МАХ2880 приведена на рисунке 5.
Таблица 3. Назначение выводов МАХ2880
| Вывод | Наименование | Функция |
| 1 | GND_CP | Общий вывод для генератора накачки заряда. Подключается к общей шине основной платы |
| 2 | GND_SD | Общий вывод для сигма-дельта-модулятора. Подключается к общей шине основной платы |
| 3 | GND_PLL | Общий вывод ФАПЧ. Подключается к общей шине основной платы |
| 4 | RFINP | Положительный вход RF для предварительного делителя. Если не используется — подключается через конденсатор к общему выводу |
| 5 | RFINN | Отрицательный вход RF для предварительного делителя. Подключается к выходу ГУН через конденсатор |
| 6 | VCC_PPL | Источник питания ФАПЧ |
| 7 | VCC_REF | Источник питания канала REF |
| 8 | REF | Вход опорной частоты |
| 9,1 | GND | Подключается к общему выводу источника питания на плате |
| 11 | CE | Выбор микросхемы. Низкий логический уровень на этом выводе отключает питание устройства |
| 12 | CLK | Последовательный вход синхронизации |
| 13 | DATA | Последовательный вход данных |
| 14 | LE | Вход разрешения загрузки (Load Enable) |
| 15 | MUX | Мультиплексированный ввод/вывод данных |
| 16 | VCC_RF | Источник питания для РЧ-выхода и делителей |
| 17 | VCC_SD | Источник питания для сигма-дельта-модулятора |
| 18 | VCP | Источник питания для накачки заряда |
| 19 | RSET | Вход диапазона входного тока накачки заряда |
| 20 | CP | Выход накачки заряда. Подключается к входу внешнего фильтра |
| – | EP | Теплоотводящая площадка. Подключается к шине общего провода питания основной платы |
Средства разработки: демонстрационные платы и программное обеспечение
Значительно упростить процесс разработки и сократить длительность внедрения новых решений позволяют специальные аппаратные и программные инструменты компании Maxim Integrated.
Платы MAX2870/MAX2871 Evaluation Kit
Демонстрационные платы MAX2870/MAX2871 (рисунок 6) упрощают тестирование и оценку синтезаторов MAX2870 и MAX2871. Каждая плата оснащена стандартными разъемами типа SMA для подключения источников входного сигнала, нагрузки 50 Ом, анализаторов сигнала или спектра. Имеется разъем USB для подключения к компьютеру с предустановленным специальным программным обеспечением.
Последовательность действий при работе с оценочными платами следующая.
- загрузить с сайта www.maximintegrated.com/evkitsoftware программное обеспечение;
- распаковать и установить это ПО (рисунок 7);
- после запуска файла MAX287x.exe нужно выбрать тип микросхемы (MAX2870 или MAX2871) и нажать кнопку “Continue”. На экране появится рабочий графический интерфейс;
- проверьте подключение кабеля USB по зеленому прямоугольнику в правом нижнем углу рабочего экрана;
- убедитесь, что частота TCXO (U2) платы соответствует REF.FREQ программного обеспечения. Если нет – введите необходимое значение в МГц (по умолчанию 50) и нажмите “Enter”;
- нажмите кнопки “Defaults”, а затем – “Send All”, расположенные в верхней части рабочего экрана;
- введите требуемое значение выходной частоты в МГц в окно RF_OUTA или RF_OUTB и нажмите “Enter”;
- убедитесь, что индикатор PLL Lock (ФАПЧ) в левом нижнем углу светится зеленым цветом.
Используйте анализатор сигналов для оценки работы MAX2870 или MAX2871. По умолчанию используется внешний опорный источник частоты 50 МГц. Но можно использовать и другие значения после соответствующего изменения значений в программируемых регистрах.
Уровень выходного сигнала
Чтобы выровнять нагрузку неиспользуемых выходов, с ними используются аттенюаторы на 3 дБ. Таким образом, измеренная мощность на выходах оценочной платы (разъемы SMA) становится ниже реального уровня на 3 дБ. Чтобы измерить истинное значение выходного уровня, удалите аттенюаторы и подключите ко всем активным неиспользуемым выходам нагрузку 50 Ом.
Экспорт/импорт настроек регистров
Для экспорта настроек регистров из MAX2870/MAX2871, выполните следующие шаги:
- выберите мышью надпись “Reg → Clip” в нижнем левом углу рабочего экрана, после чего значения регистров сохранятся в буфере обмена;
- вставьте содержимое буфера обмена в любой тестовый редактор.
- Чтобы импортировать установки для регистров MAX2870/MAX2871, выполните следующие шаги:
- копируйте настройки регистров (с разделителем в виде запятых) из текстового редактора в буфер обмена;
- выберите мышью надпись “Clip → Reg” в нижнем левом углу рабочего экрана;
- нажмите кнопку “Send All” в верхнем правом углу рабочего экрана.
Плата MAX2880 Evaluation Kit
Оценочная плата для MAX2880 включает непосредственно широкополосный синтезатор частоты с ФАПЧ, а также внешний ГУН с диапазоном частот 5840…6040 МГц, термокомпенсированный кварцевый генератор (TCXO) на частоту 50 МГц, пассивный фильтр в цепи обратной связи и регуляторы с малым падением напряжения.
Программное обеспечение работает на компьютерах под управлением Windows, начиная с версии XP.
Кроме того, для работы с MAX2880 Evaluation Kit необходима интерфейсная плата Maxim INTF-3000-to-USB, 20-проводный ленточный кабель для связи между интерфейсной и оценочной платами. Для подключения оценочной платы к компьютеру нужен кабель USB тип A – тип B. Для оценочной платы еще нужен внешний источник питания на 6 В/150 мА.
Схема подключения представлена на рисунке 8, а сами платы на рисунке 9.
Программное обеспечение для работы загружается с сайта www.maximintegrated.com. Процесс установки и работы аналогичен описанному для MAX2870/MAX2871 Evaluation Kit. Рабочий экран программы представлен на рисунке 10.
Заключение
Синтезаторы частот MAX2870, MAX2871 и MAX2880, выпускаемые компанией Maxim Integrated, обеспечивают работу в расширенном диапазоне радиочастот и могут найти применение в источниках сверхвысокой частоты повышенной точности в разнообразном телекоммуникационном, навигационном и измерительном оборудовании.
Ускорить процесс разработки, настройки и внедрения образцов новой техники позволяют предлагаемые компанией демонстрационные платы и специализированное программное обеспечение.
Литература
- https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870.pdf.
- https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2871.pdf.
- https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880.pdf.
- https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2870EVKIT.pdf.
- https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX2880EVKIT.pdf.
и — малошумящие дифференциальные ОУ
MAX44205
и MAX44206
производства компании Maxim Integrated
— это малошумящие полностью дифференциальные операционные усилители, разработанные для работы с прецизионными высокоскоростными аналого-цифровыми преобразователями разрядностью 16/18/20 бит, например, .
Уникальное сочетание характеристик, широкого диапазона питающих напряжений (2,7…13,2 В), низкого энергопотребления и широкой полосы пропускания позволяют использовать их в высокопроизводительных малопотребляющих системах сбора данных.
Оба усилителя посредством вывода VCOM позволяют управлять синфазным выходным напряжением, что в ряде случаев существенно упрощает схемотехнику измерительного канала и нормирует постоянную составляющую выходного сигнала согласно требованиям, предъявляемым АЦП.
Особенностью MAX44205 является дополнительная функция ограничения выходного напряжения, позволяющая ограничить его в пределах полной шкалы АЦП в случаях, когда напряжение питания усилителя выше максимально допустимого входного напряжения преобразователя.
В режиме низкого энергопотребления ток, потребляемый усилителями, составляет всего 6,8 мкА, что увеличивает время работы от батареи в автономных измерительных системах или позволяет снизить уровень энергопотребления всей системы в периоды между измерениями.
Усилители доступны в миниатюрных, но удобных для пайки 12-выводных корпусах µMAX® и 10-выводных корпусах TDFN. Диапазон рабочих температур -40…125°C.
Для оценки параметров усилителей разработана демонстрационная плата MAX44205EVKIT#
. Также MAX44205 используется в качестве драйвера АЦП на демонстрационной плате MAX11905DIFEVKIT#
.
Рекомендуемые области применения усилителей:
- активные фильтры;
- высокоскоростные системы управления процессами;
- медицинская техника;
- преобразование синфазных сигналов в дифференциальные;
- обработка дифференциальных сигналов.
Дата публикации: 01.05.2007
Частотный Синтез: Текущие Решения и Новые Тенденции
Основные характеристики
Частотный синтезатор являются ключевым элементом практически любой системы связи, измерения и контроля -. Ниже приводятся основные требования в проектировании новых поколений частотных синтезаторов СВЧ диапазона.
Частотный диапазон и разрешение . Фиксированный или относительно узкополосный (10-20%) сигнал может быть достаточным во многих применениях. Однако, современные цифровые широкополосные системы требуют намного более широкого охвата частоты, простирающегося на несколько октав. Широкая полоса частот и высокое разрешение (1 Гц и ниже) – неотъемлемое требование измерительных инструментов - лабораторных генераторов частоты, анализаторов спектра, и т. д. Представляется целесообразной разработка универсального широкодиапазонного решения, которое может быть использовано во многих применениях.
Выходная мощность. Необходимый уровень выходной мощности может варьироваться в широких пределах в зависимости от конкретного применения. Типичным сценарием является использование синтезатора в качестве источника опорного сигнала смесителя в различных системах частотного преобразования. Обычно, 10…17 дБм является приемлемым уровнем, хотя некоторые схемы требуют более высокой мощности.
Негармонические искажения. Негармонические спектральные составляющие (spurs ) – нежелательные частотные продукты, создаваемые синтезатором на отдельных дискретных частотах. Местоположение и уровень этих составляющих определяются архитектурой построения и частотным планом конкретного синтезатора. В микроволновых системах связи негармонические искажения могут ограничить способность приёмного устройства в выделении и дальнейшей обработки принимаемого сигнала. Таким образом, уровень негармонических спектральных составляющих синтезатора минимизируется и, как правило, не превышает -60 dBн относительно уровня основного сигнала, хотя в ряде случаев должен быть снижен до -80 dBн и ниже. Это требует определённого усилия в проектировании частотного синтезатора, и обычно, является компромиссом между другими параметрами, в частности, уровнем фазового шума, разрешения по частоте и скорости перестройки.
Фазовый шум и стабильность - одни из главных параметров, которые в конечном счёте ограничивает чувствительность приёмных систем. Стабильность синтезатора и фазовый шум определяются опорным сигналом (reference ), а также конкретной архитектурой построения синтезатора. Синтезаторы, основанные на использовании фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), также зависят от используемого перестраиваемого генератора, шум которого может быть ниже эффективного шума опорного сигнала при больших отстройках от основной частоты. Хорошим примером является ЖИГ-генератор (YIG oscillator ), уровень шума которого может достигать -120 …-130 дБн/Гц (при отстройке 100 кГц) в диапазоне частот от 2 до 10 ГГц и выше.
Скорость перестройки определяет, как быстро синтезатор может быть перестроен с одной частоты на другую. Время, требуемое для перестройки, является критическим параметром, так как, обычно, не может быть использовано для обработки сигнала. Новые поколения систем связи требуют всё более высоких скоростей переключения для увеличения эффективной пропускной способности. Даже традиционно “медленные” измерительные приборы требуют увеличения скорости перестройки. Характерным примером является новый векторный сетевой анализатор, содержащий четыре независимых высокоскоростных синтезатора частоты . Таким образом, разработчики частотных синтезаторов должны учитывать эту тенденцию; требуемые величины скорости перестройки находятся в микросекундном диапазоне.
Потребление энергии и габариты. Современное оборудование имеет тенденцию к уменьшению размеров и снижению потребляемой энергии. Новые разработки должны использовать микросхемы с высокой степенью интеграции и малой потребляемой мощностью. Также, следует отказаться от использования громоздких и энергоёмких ЖИГ-генераторов и фильтров.
Особые Требования
Современные частотные синтезаторы СВЧ диапазона требуют постоянного улучшения технических характеристик, расширения функциональных возможностей, снижения габаритов, энергопотребления и конечной стоимости. Однако, особым требованием является увеличение скорости перестройки, что продиктовано постоянным расширением пропускной способности современных микроволновых систем. В то время, как традиционные измерительные приборы и системы связи всё ещё работают в миллисекундном диапазоне, новые системы требует микросекундой скорости переключения с сохранением основных характеристик (фазовый шум, негармонические искажения), что, очевидно, представляет серьёзные технические трудности. Другая проблема - уменьшение конечной стоимости, хотя и является довольно "стандартным" требованием, также резко сужает выбор необходимых технических решений.
Эти особые требования - микросекундный диапазон скорости перестройки (вместе с малыми шумами и искажениями!) и низкая стоимость - вероятно, будут ключевыми параметрами в разработке новых поколений синтезаторов частоты.
Архитектурные решения
Ниже рассматриваются различные архитектуры и особенности построения частотных синтезаторов. Особое внимание уделяется техническим решениям, направленным на увеличение скорости перестройки, а также уменьшение стоимости синтезатора.
Аналоговые Синтезаторы. Основной функцией любого синтезатора является преобразование опорного сигнала (reference ) в требуемое количество выходных сигналов. Аналоговые синтезаторы (Direct Analog Synthesizers ) реализуются путём смешения отдельных базовых частот с их последующей фильтрацией, как показано на рис. 1. Базовые частоты могут быть получены на основе низкочастотных (кварц, ПАВ) или высокочастотных (диэлектрический, сапфировый, волноводный, керамический резонаторы) генераторов посредством умножения, деления или фазовой автоподстройки частоты .
Основной недостаток указанной топологии – ограниченный диапазон и разрешение по частоте. В нашем примере (рис. 1) генерируется не более восемнадцати выходных частот (даже, используя обе боковые полосы смесителя). Количество генерируемых сигналов может быть увеличено путём введения большего числа базовых частот и/или смесительных каскадов, как показано на рис. 2. Однако, это приводит к быстрому росту числа используемых компонентов и, следовательно, усложнению системы.
Эффективным решением является использование цифрового (DDS ) синтезатора (рис. 3) для увеличения минимального частотного шага, требуемого от аналоговой части.
 |
Другая серьёзная проблема - большое количество нежелательных продуктов преобразования смесительных каскадов, которые должны быть тщательно отфильтрованы; особое внимание следует уделить обеспечению необходимой изоляции переключаемых фильтров. Хотя известно большое число различных схем организации смесителей и фильтров, все они, как правило, требуют интенсивного использования аппаратных средств (т.е. компонентов) для обеспечения малого размера шага и широкого охвата частоты. Таким образом, хотя этот подход и предлагает исключительно высокую скорость перестройки и малые шумы, его использование ограничено из-за довольно высоких стоимостных характеристик.
Цифровые Синтезаторы. В отличие от традиционных решений, цифровые синтезаторы (DDS– Direct Digital Synthesizer ) используют цифровую обработку для конструирования требуемой формы выходного сигнала из базового (тактового) сигнала . С помощью фазового аккумулятора сначала создаётся цифровое представление сигнала (рис. 4), а затем генерируется и сам выходной сигнал (синусоидальной или любой другой желаемой формы) посредством цифро-аналогового преобразователя (ЦАП - DAC ). Скорость генерации цифрового сигнала, главным образом, ограничена цифровым интерфейсом и является весьма высокой, сопоставимой с аналоговыми схемами. Цифровые синтезаторы также обеспечивают довольно малый уровень фазовых шумов, даже демонстрируя уменьшение шумов используемого тактового сигнала. С этой точки зрения цифровой синтезатор функционирует как обычный делитель частоты. Однако, основным достоинством цифрового синтезатора является исключительно высокое разрешение по частоте (ниже 1 Гц), определяющиеся длиной фазового аккумулятора.
 |
Главные недостатки - ограниченный частотный диапазон и большие искажения сигнала. В то время, как нижняя граница рабочего диапазона частот цифрового синтезатора лежит фактически в области постоянного тока, его верхняя граница в соответствии с критерием Найквиста не может превышать половины тактовой частоты. Кроме того, реконструкция выходного сигнала требует применения фильтра нижних частот, ограничивающего диапазон выходного сигнала до 40% (приблизительно) тактовой частоты.
Другая серьёзная проблема - высокое содержание нежелательных спектральных продуктов (spurs ) из-за ошибок квантизации и преобразования ЦАП. С этой точки зрения цифровой синтезатор ведёт себя как частотный смеситель, генерирующий дискретные продукты на комбинационных частотах. В то время, как частотное местоположение этих продуктов может быть легко вычислено, их амплитуда намного менее предсказуема. Как правило, продукты более низкого порядка имеют наиболее высокую амплитуду, тем не менее, продукты довольно высокого порядка приходится учитывать при разработке частотного плана конкретного синтезатора. Амплитуда также увеличивается с увеличением тактовой частоты, что является дополнительным ограничением диапазона генерируемых частот. Практические значения верхней границы диапазона находятся в районе от нескольких десятков до нескольких сотен МГц при уровне дискретных спектральных продуктов -50…-60 дБн. Очевидно, прямое умножение выходного сигнала частотного синтезатора не может быть реализовано из-за дальнейшей деградации спектрального состава.
Известно большое количество аппаратных и программных решений, направленных на улучшение спектрального состава цифрового синтезатора . Аппаратные методы, обычно, основаны на переносе сигнала цифрового синтезатора вверх по частоте с его последующим делением, как показано на рис. 5. Этот метод эффективно уменьшает содержание нежелательных спектральных продуктов на 20 дБ/октаву, присущее процессу деления частоты. К сожалению, это также уменьшает полосу генерируемого сигнала, что требует увеличения количества используемых базовых частот и фильтров (рис. 6) подобно аналоговым схемам.
Программные методы направлены на оптимизацию частотного плана синтезатора, основываясь на том факте, что местоположение дискретных продуктов цифрового синтезатора является функцией его выходного сигнала и тактовой частоты (подобно частотным смесителям). Так, для данной выходной частоты дискретный продукт можно сдвинуть по частоте (а, следовательно, и отфильтровать), изменяя тактовую частоту цифрового синтезатора. Этот метод может быть особенно эффективно использован в системах ФАПЧ, которые обеспечивают генерацию тактового сигнала, а также узкополосную фильтрацию выходного сигнала. Следует отметить, что программный метод работает достаточно эффективно для подавления продуктов относительно малого порядка. К сожалению, плотность дискретных спектральных продуктов, обычно, увеличивается пропорционально их порядку, что ограничивает практическое использование этого метода на уровне -70…-80 dBн.
 |
Таким образом, из-за ограниченного диапазона частот и высокого содержания нежелательных спектральных продуктов цифровые синтезаторы редко используются для непосредственного генерирования СВЧ сигнала. В тоже время, они находят широкое применение в более сложных аналоговых и ФАПЧ-системах для обеспечения высокого разрешения по частоте.
Синтезаторы ФАПЧ
Синтезаторы, основанные на применении фазовой автоподстройки частоты, как правило, имеют гораздо меньшие размеры и уровень сложности по сравнению с аналоговыми схемами -. Так, типичный однопетлевой синтезатор ФАПЧ включает в себя перестраевымый генератор, управляемый напряжением (ГУН - VCO ), сигнал которого после требуемого (программируемого) деления по частоте доставляется ко входу фазового детектора, как показано в рис. 7.
 |
Другой вход фазового детектора подключён к источнику опорного сигнала (reference ), частота которого равна требуемому частотному шагу. Фазовый детектор сравнивает сигналы на обоих входах и генерирует сигнал ошибки, который после фильтрации и усиления (при необходимости) подстраивает частоту ГУН к ƒ=F REF × N, где F REF - частота опорного сигнала на входе фазового детектора.
Главным преимуществом схем на основе ФАПЧ являются более чистый спектр выходного сигнала, вследствие эффективного использования фильтра нижних частот (ФНЧ - LPF), и намного более низкий уровень сложности по сравнению с аналоговыми синтезаторами. Основной недостаток - большее время перестройки (обратно пропорциональное полосе пропускания фильтра ФАПЧ и, следовательно, частотному шагу) и значительно более высокий уровень фазового шума по сравнению с аналоговыми схемами. Фазовый шум синтезатора в пределах полосы пропускания фильтра ФАПЧ равен λ = λ PD + 20 log N , где λ PD - суммарный уровень фазовых шумов опорного сигнала, фазового детектора, частотного делителя, фильтра и усилителя цепи обратной связи, пересчитанного ко входу фазового детектора (рис. 8). Таким образом, фазовый шум зависит от коэффициента деления частотного делителя, который может быть довольно большим для обеспечения требуемого разрешения по частоте. Так, для получения сигнала на частоте 10 ГГц с разрешением 1 МГц коэффициент деления должен быть равен 10000, что соответствует увеличению фазового шума на 80 дБ. Кроме того, программируемые делители используются на относительно низких частотах, что требует введения дополнительного высокочастотного делителя с фиксированным коэффициентом деления {prescaler). Это приводит к увеличению суммарного коэффициента деления петли обратной связи и, как следствие, дальнейшей деградации фазового шума. Очевидно, такая простая схема не позволяет использовать шумовые возможности современных малошумящих генераторов опорного сигнала. Кроме того, гармонические составляющие опорного сигнала в выходном спектре синтезатора, обычно, также пропорциональны коэффициенту деления в цепи обратной связи . В результате однопетлевые схемы ФАПЧ находят ограниченное применение, а именно, в системах, не предъявляющих высокие требования к качеству генерируемого сигнала.
 |
Основные характеристики синтезатора могут быть значительно улучшены введением частотного преобразования (смесителя) в цепь обратной связи как показано на рис. 9. При этом сигнал ГУН переносится вниз по частоте, что позволяет значительно уменьшить коэффициент деления цепи обратной связи . Опорный сигнал смесителя генерируется с помощью дополнительной петли ФАПЧ (многопетлевые схемы) или умножителя частоты. Красивым решением является использование смесителя гармоник, который использует многочисленные гармоники опорного сигнала, генерируемые встроенным диодом. Использование смесителя гармоник позволяет резко упростить конструкцию синтезатора. В тоже время, следует отметить исключительно высокую чувствительность данного типа смесителя к параметрам отдельных элементов схемы, оптимизация которых – далеко не тривиальная задача.
 |
В зависимости от конкретных требований к фазовым шумам и разрешения по частоте возможно введение большего числа смесительных каскадов, что, однако, приводит к усложнению конструкции синтезатора. Другой проблемой, присущей схемам, основанным на частотном преобразовании, является ложный захват частоты (например, при использовании зеркального канала смесителя). Это требует достаточно точной предварительной настройки частоты ГУН, например, с помощью цифро-аналогового преобразователя (ЦАП). Это, в свою очередь, требует исключительно высокой линейности (и повторяемости) характеристики частотной настройки ГУН в рабочем температурном диапазоне, а также точной калибровки данной характеристики для компенсации её температурного дрейфа. Кроме того, цифро-аналоговые преобразователи, обычно, отличаются повышенным уровнем шумов, что непосредственно влияет на шумовые характеристики синтезатора и требует выведения ЦАП из петли ФАПЧ после предварительной настройки на требуемую частоту .
Другой способ уменьшения суммарного коэффициента деления основан на использовании дробных коэффициентов деления, что достигается делением частоты на N +1 каждые М периодов сигнала и делением на N в течении остального промежутка времени . В этом случае усреднённый коэффициент деления равен (N +1)/ M , где N и М - целые числа. Для заданного размера частотного шага схемы с дробным коэффициентом деления позволяют использовать более высокую частоту сравнения на входе фазового детектора, что приводит к уменьшению фазового шума и увеличению скорости перестройки синтезатора. Основной недостаток техники дробного деления – повышенное содержание негармонических спектральных составляющих из-за фазовых ошибок, присущих механизму дробного деления.
Весьма эффективным решением является использование рассмотренного выше цифрового синтезатора (DDS ), который, по существу, также является дробным делителем частоты. Цифровой синтезатор может быть использован в качестве источника опорного сигнала или же дробного делителя частоты, как показано на рис. 10, 11 соответственно. Особое внимание следует уделить спектральному составу выходного сигнала цифрового синтезатора, который деградирует на 20 дБ/октаву из-за наличия частотного делителя в петле ФАПЧ. С этой точки зрения конфигурация, приведённая на рис. 10, представляется более гибкой, так как позволяет введение смесительных каскадов, рассмотренных выше. Хотя схема, приведённая на рис. 11, и не содержит частотного делителя, тем не менее, она подвержена той же степени деградации, соответствующей отношению входной (тактовой) и выходной частот цифрового синтезатора.
 |
 |
Следует отметить, что описанные выше методы улучшения спектральных характеристик цифровых синтезаторов эффективно работают со схемами ФАПЧ, обладающими исключительно высокими фильтрационными свойствами. И, хотя использование цифрового синтезатора приводит к определённому усложнению схемы, тем не менее, представляется, что общая конструкция будет обладать хорошими техническими и стоимостными характеристиками.
Выбор ГУН
Проектирование синтезаторов ФАПЧ в значительной степени определяется параметрами используемого ГУН. Исторически разработчики синтезаторов, в первую очередь, полагались на ЖИГ-генераторы, отличающиеся широким диапазоном генерируемых частот и малыми фазовыми шумами. ЖИГ-генераторы также демонстрируют линейные (и повторяемые) характеристики настройки, что упрощает первоначальную подстройку и захват частоты в системах многопетлевой ФАПЧ. Эти уникальные особенности ЖИГ-генераторов в течение длительного времени обеспечили доминирование синтезаторов, сконструированных на их основе.
Однако, большое потребление энергии, размеры, высокая стоимость и, особенно, низкая скорость перестройки, присущая любому ЖИГ-генератору, предопределили переход на полупроводниковые генераторы. В настоящее время высокочастотные (до 10 ГГц и выше) твердотельные перестраиваемые генераторы доступны в виде дешёвых интегральных схем. Так как шумовые характеристики таких генераторов значительно хуже по сравнению с ЖИГ-генераторами, разработчики синтезаторов должны полагаться, в основном, на шумовые качества источника опорного сигнала. В настоящее время коммерческие кварцевые генераторы демонстрируют фазовые шумы в районе -160…-176 дБн/Гц на частоте 100 МГц при отстройке 20...100 кГц . Эти величины соответствуют -120…-136 дБн/Гц при пересчёте на 10 ГГц и такой же частоте отстройки, что сравнимо и, даже, превосходит шумовые характеристики ЖИГ-генераторов. Конечно, при этом предполагается, что шумовые характеристики отдельных элементов синтезатора не оказывают заметного влияния на процесс преобразования опорного сигнала. Хотя такое предположение требует применения неординарных технических решений, конечный эффект очевиден: синтезаторы на основе полупроводниковых генераторов могут потенциально достичь исключительно высоких скоростей перестройки вместе с отличными шумовыми и спектральными характеристиками без применения дорогостоящих, громоздких и энергоёмких ЖИГ-генераторов.
Будущие Разработки
Аналоговый синтезатор на сегодняшний день является наиболее передовой архитектурой, предлагающей исключительно высокую скорость перестройки и малые фазовые шумы. Хотя его стоимостные характеристики и не соответствуют общей тенденции сокращения стоимости, тем не менее, аналоговый синтезатор может быть отличным решением в некоторых применениях, где низкая стоимость не является доминирующим фактором. Некоторое сокращение стоимости ожидается с увеличением рабочей частоты цифровых синтезаторов, которые могут упростить конструкцию аналогового синтезатора.
Цифровые синтезаторы имеют огромный потенциал в результате чрезвычайно быстрого развития GaAs, Si и SiGe технологий. Ожидается повышение рабочей частоты и улучшение спектральных характеристик цифровых синтезаторов, что окажет огромную помощь при проектировании аналоговых и ФАПЧ-синтезаторов.
Однако, наиболее перспективные разработки в ближайшее время, по-видимому, будут связаны с ФАПЧ-синтезаторами, базирующимися на дешёвых генераторных интегральных схемах. Основные усилия будут направлены на уменьшение собственных шумов отдельных элементов синтезатора для расширения оптимальной полосы пропускания фильтра ФАПЧ до нескольких МГц, где твердотельные генераторы становятся конкурентоспособными по шумовым свойствам с ЖИГ-генераторами. Это позволит достичь микросекундного диапазона скорости перестройки частоты с сохранением уровня шума, присущего ЖИГ-генераторам. Эти характеристики, наряду с низкой стоимостью, присущей синтезаторам на основе ФАПЧ, по-видимому, предопределят их доминирование в будущих разработках.
Литература:
- J. Browne, “Frequency Synthesizers Tune Communications Systems,” Microwaves&RF, March 2006.
- V. Kroupa, “Frequency Synthesis Theory, Design and Applications,” New York: Willey, 1973.
- V. Manassewitsch, “Frequency Synthesizers Theory and Design,” ThirdEdition,New York:JohnWiley & Sons, 1987.
- U. Rohde, “Microwave and Wireless Synthesizers: Theory and Design,” New York: John Wiley & Sons, 1997.
- J. Klapper and J. Frankle, “Phased-Locked and Frequency Feedback Systems,” New York: Wiley, 1972.
- “A 24 GHz Network Analyzer,” by Rohde & Schwartz, Microwave Journal, October 2005.
- Z. Galani and R. Campbell, “An Overview of Frequency Synthesizers for Radars,” in IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-39, 1991, pp. 782-789.
- V. Kroupa, “Direct Digital Frequency Synthesizers” New York: IEEE Press, 1999.
- T. Endres, R. Hall, and A. Lopez, “Design and Analysis Methods of a DDS-Based Synthesizer for military spaceborne applications” in IEEE International Frequency Control Symposium Proc., 1994, pp. 625-632.
- W. Egan,“Frequency Synthesis by Phase Lock” New York: Wiley, 2000.
- R. Best,“Phase-Locked Loops - Theory, Design, and Applications” New York: McGraw-Hill, 1984.
- U. Rohde,“Digital PLL Synthesizers: Design and Applications” NJ: Prentice Hall, 1983.
- A. Blanchard,“Phase-Locked Loops” New York: Wiley, 1976.
- F.Gardner,“Phaselock Techniques” Second Edition, New York:Wiley, 1979.
- “Fractional-N Synthesizer” Application Note, Synergy Microwave Corporation, http://www.synergymwave.com/> www.synergymwave.com .
- “A High Frequency Reference Module” by Valpey Fisher Corporation, Microwave Journal, April 2005.
Об авторе
Александр Ченакин окончил Киевский Политехнический институт, кандидат технических наук. Работал на различных инженерных и руководящих должностях, возглавлял консалтинговую компанию по исследованию передовых технологий в области генерации микроволновых сигналов. В настоящее время работает директором отдела частотного синтеза компании Phase Matrix, Сан-Хосе, США, где курирует разработки новых поколений частотных синтезаторов для различных измерительных приборов и систем.
У нас представлены товары лучших производителей
ПРИСТ предлагает оптимальные решения измерительных задач.
У нас вы можете не только купить осциллограф, источник питания, генератор сигналов, анализатор спектра, калибратор, мультиметр, токовые клещи, но и поверить средство измерения или откалибровать его. Мы имеем прямые контракты с крупнейшими мировыми производителями измерительного оборудования, благодаря этому можем подобрать то оборудование, которое решит Ваши задачи. Имея большой опыт, мы можем рекомендовать продукцию следующих торговых марок.
При разработке и налаживании СВЧ устройств у радиолюбителей часто возникают сложности, связанные с отсутствием измерительной аппаратуры нужного диапазона частот. Предлагаемый синтезатор частоты можно изготовить в любительских условиях. Он работает в диапазоне 1900...2275 МГц. Значение частоты выбирают из нескольких возможных с помощью переключателя.
На относительно низких частотах (до 100... 150 МГц) проблему стабилизации частоты генератора решают применением кварцевых резонаторов, на более высоких (400 МГц) - с помощью резонаторов на поверхностно-акустических волнах (ПАВ-резонаторов), на СВЧ используют диэлектрические резонаторы из высококачественной керамики и другие высокодобротные резонаторы. Стабилизация с помощью пассивных компонентов имеет свои достоинства - простоту и сравнительную дешевизну реализации. Ее главный недостаток состоит в невозможности существенного изменения частоты генерируемого сигнала без смены частотозадающего элемента.
Получившие широкое распространение интегральные синтезаторы частоты позволяют реализовать быструю электронную перестройку генератора (в том числе СВЧ), поддерживая при этом высокую стабильность частоты. Синтезаторы бывают прямого и косвенного типов.
Достоинствами прямого синтеза считают высокую скорость смены частоты и перестройку с малым шагом. Однако из-за присутствия в синтезированном сигнале большого числа спектральных компонент, возникших в результате многочисленных нелинейных преобразований, в СВЧ аппаратуре устройства прямого синтеза применяют редко.
Для синтеза СВЧ чаще применяют синтезаторы косвенного типа с фазовой
автоподстройкой частоты (ФАПЧ). Принцип функционирования ФАПЧ, а также методика
расчета фильтра обратной связи широко и неоднократно рассмотрены в литературе,
например, в . Существует несколько бесплатно распространяемых программ,
позволяющих рассчитать оптимальные параметры фильтров обратной связи, их можно
найти в Интернете на сайте
Интегральные синтезаторы с ФАПЧ бывают двух типов: программируемые (значения частоты задают внешними командами) и непрограммируемые (фиксированные коэффициенты умножения и деления образцовой частоты изменить невозможно).
К недостаткам непрограммируемых интегральных синтезаторов, например, МС12179, следует отнести необходимость применения кварцевого резонатора с точно заданной частотой, что не всегда возможно. Программируемые синтезаторы, например, UMA1020M, лишены этого недостатка. При наличии управляющего микроконтроллера настроить такой синтезатор на заданную частоту технически несложно. Необходимые для совместной работы с микросхемой-синтезатором автогенераторы СВЧ с электронной перестройкой частоты доступны потребителю в виде функционально законченных модулей, выполненных по гибридной технологии .
Схема лабораторного синтезатора частоты, предназначенного для проверки и
регулировки настройки аппаратуры диапазона 2 ГГц, показана на рис, 1. Его основа
- микросхема UMA-1020М (DA3), техническую документацию на которую можно найти на
Интернет-сайте ее производителя по адресу
В синтезаторе имеются также управлявмый напряжением генератор (ГУН) DA1, кварцевый генератор образцовой частоты 10 МГц DA2 и микроконтроллер DD1. СВЧ сигнал с выхода ГУН поступает на выход синтезатора (разъем XW1) и на вход главного программируемого делителя частоты микросхемы DA3. Сигнал образцовой частоты с выхода генератоpa DA2 поступает на вспомогательный программируемый делитель частоты, также входящий в состав микросхемы DA3.
Коэффициенты деления частоты главным и вспомогательным делителями задает микроконтроллер DD1 (Z86E0208PSC), посылая по трехпроводной информационной шине (выводы 11-13 DA3) соответствующие команды. Исходный текст управляющей программы приведен в табл. 1. Внутренней памяти микроконтроллера достаточно для хранения данных о семи различных значениях частоты. Одно из значений частоты или режим, в котором сигнал на выходе отсутствует, выбирают перемычками S1-S3 согласно табл. 2. Установленный режим вступает в силу в момент включения питания прибора, после чего никакие манипуляции с выключателями на его работу не влияют до нового включения. Светодиод HL1 должен погаснуть через 1 с после включения питания. О программировании микроконтроллеров фирмы Zilog можно прочитать в .
Синтезатор собран на печатной плате, внешний вид которой показан на рис. 2. Применены резисторы и конденсаторы для поверхностного монтажа.
Литература
- Стариков О. Метод ФАПЧ и принципы синтезирования высокочастотных сигналов. - Chip News, 2001, № 6.
- VCO Designer"s Handbook 2001. VCO/HB-01. - Mini-Circuits.
- Глвдштейн M. А. Микроконтроллеры семействаZ86 фирмы Zilog. Руководство программиста. - М.: ДОДЭКА, 1999, 96 с.
Кроме синтезатора СВЧ, микросхема UMA1020M содержит еще один, работающий в диапазоне частот 20..300 МГц, В описанной конструкции 6н не использован.
Загрузка...